Малошумні підсилювачі низької частоти. Малошумний мікрофонний підсилювач HaLA3161. Діоди та стабілітрони

В. П. Матюшкін, м. Дрогобич

Порівнюються особливості спектра нелінійних спотворень в підсилювачах із різною частотою зрізу АЧХ. Показано, що пристрої на операційні підсилювачізбагачують звуковий сигналвищими гармоніками, тому їх застосування в аудіокомплекс особливо високої якості небажано. Представлена ​​конструкція малошумного високолінійного. попереднього підсилювачаз великою частотою зрізу та блоками регулювань гучності та тембру.

При використанні пасивних регуляторів тембру (РТ) і достатньої чутливості УМЗЧ призначенням попереднього підсилювача ЗЧ (ПУЗЧ) залишається компенсація РТ, що вноситься, ослаблення посилюється сигналу і узгодження вхідних і вихідних опорів різних ланок тракту між собою. Ця функція належить лінійним малошумливим каскадам посилення з високим (десятки-сотні кОм) вхідним та низьким (не більше 600 Ом) вихідним опором. Такі значення необхідні, щоб не вносилися похибки в характеристики регулювання РТ та регулятора гучності (РГ) і не впливали на характеристики джерел сигналу.

Відомі автору конструкції ПУЗЧ не задовольняють вимогам, що зросли до них. Якщо раніше при відтворенні грамофонного або магнітофонного запису було цілком достатньо, щоб відносний рівень шуму ПУЗЧ був близько -80...-85 дБ, що не гірше, ніж у джерел сигналу, то при прослуховуванні компакт-дисків, коли "мертва тиша" паузах наповнюється прикрим шипінням, такий шум вже стає настирливою перешкодою. Залишають бажати кращого та інші параметри, особливо у ПУЗЧ, виконаних з використанням операційних підсилювачів (ОУ).

Низька (десятки-сотні герц) власна частота зрізу ОУ fc обумовлює не найкращу перехідну характеристику, що визначає вірність передачі фронту імпульсних сигналів. Така fc змушує зважати на можливість виникнення динамічних спотворень, і навіть призводить до зменшення глибини ООС зі зростанням частоти, тобто. до зростання нелінійних спотворень (НІ). Погіршення придушення спотворень сигналу починається в ОУ, охопленому ООС, з частоти його зрізу і відбувається приблизно прямо пропорційно частоті. Наприклад, якщо fc<500 Гц и при усилении сигнала с частотой fA=1 кГц получен уровень второй гармоники (на частоте 2 кГц) 0, 001%, то при усилении равного по амплитуде сигнала с частотой fB=8 кГц уровень второй гармоники (на частоте 16 кГц) будет примерно в fB/fA=8 раз больше, что дает уже не такие благополучные искажения (0, 008%). Однако это еще только полбеды.

Ще гірше те, що разом із цим змінюється співвідношення між гармоніками одного й того сигналу на користь гармонік вищого порядку. Це стосується НІ, що генеруються тими каскадами ОУ (передусім вихідними, через значність їхнього вкладу в загальний рівень НІ), які йдуть за каскадом, що формує злам АЧХ на частоті fc. Спотворення цих каскадів і будемо мати на увазі далі (у перших каскадах ОУ процеси мають свої особливості).

На рис.1 показані частотні залежності відношення коефіцієнта НІ по гармоніці n>2 Qn до коефіцієнта НІ по другій гармоніці Q2, наведених до такого ж відношення для ОУ без ООС Qn/Q2. Пряма 1 відповідає ОУ без ООС, пряма 2 - ОУ із замкненою петлею ООС. Пряма 1 відповідає також підсилювачу, що має високу частоту зрізу 20 кГц, причому байдуже, включена ООС чи ні. Як видно, УЗЧ на ОУ збагачує спектр НІ гармоніками вищих порядків. Спостережувану реально картину згладжує лише те, що вихідні (без ООС) ) амплітуди гармонік самі зазвичай зменшуються зі зростанням їх номера n, тому продукти спотворень, що реєструються при вимірюваннях, залежать не так сильно від частоти.

Як відомо, якість звучання залежить не тільки від амплітуд гармонік різного порядку, Але й від співвідношення між ними: бажано, щоб зі зростанням номера гармоніки її амплітуда досить швидко зменшувалась, в іншому випадку звучання стає жорстким, набуває неприємного металевого відтінку. З рис.1 видно, що УЗЧ на ОУ діє прямо протилежному напрямі, причому практично у всьому звуковому діапазоні, виключаючи лише найнижчі частоти (і це стосується, звісно, ​​як ПУЗЧ, а й підсилювачів потужності). І якщо регулятор тембру НЧ, піднімаючи АЧХ тракти на частотах нижче 1 кГц, якоюсь мірою відновлює співвідношення між гармоніками в діапазоні нахилу ділянки своєї АЧХ, то підйом високих частотрегулятором тембру ВЧ ще більше посилює порушення співвідношення з-поміж них на частотах понад 1 кГц.

Таким чином, горезвісне "транзисторне звучання" починає зароджуватись ще у ПУЗЧ, виконаних на ОУ. Тому захоплення такими схемами, незважаючи на всі зручності та спрощення при використанні ОУ, йде на шкоду якості звуковідтворення. І немає нічого дивного в тому, що вони звучать гірше за лампові підсилювачі, що мають, як правило, досить високу fc (що можливо завдяки відносно неглибокій ООС) і до того ж сприятливий спектр гармонік, що генеруються лампами (не вище п'ятого порядку).

Для отримання сприятливого спектру НІ транзисторний підсилювач до охоплення ООС повинен мати частоту зрізу 20 кГц (рис.2, крива 1). Ця вимога вдало узгоджується і з умовою відсутності динамічних спотворень. Цікавою разом з цим виглядає можливість додаткового покращенняспектру гармонік і наближення його характеру до лампового шляхом специфічної корекції, що полягає у підйомі вихідної (без ООС) АЧХ зі зростанням частоти в звуковому діапазоні або хоча б на його ділянці (рис.2, ламана 3). Крива 2 відповідає випадку 2 рис.1. Завдяки зменшенню відносної частки ВЧ компонентів у НІ, це дозволило б отримати спектр спотворень на рис.1, крива 3, що має, мабуть, звучати більш м'яким. Однак це питання потребує свого вивчення.

Особливо помітними недоліки відомих ПУЗЧ стають при спільної роботиіз сучасними високоякісними УМЗЧ, наприклад .

При розробці пропонованого ПУЗЧ враховано перелічені міркування, водночас бажано досягти максимальної простоти схеми.

Параметри підсилювача (рис.3):
Частота зрізу fc 300 кГц
Коефіцієнт інтермодуляційних НІ при 11вих< 5 В и Rh >1 ком в діапазоні 0, 02-20 кГц< 0, 001 %
Номінальне Iвх 0, 25 В
Максимальне I вих 9В
Рівень шуму (R^0) -103 дБ
Виважене значення -109 дБА
Вихідний опір< 0, 1Ом
Фазовий кут f=0, 1 ...200 кГц< 0, 1°
Мінімальний опір навантаження R 300 Ом

Підсилювач виконаний за симетричною схемою комплементарних парах транзисторів, така структура значно підвищує його вихідну лінійність ще до охоплення ООС. Усі транзистори, включаючи вихідні, працюють у режимі класу "А", причому колекторний струм спокою VT7, VT8 близько 10 мА і дозволяє їм зберігати цей режим при опорах навантаження Rh не менше 300 Ом.

Незважаючи на те, що VT5 та VT6 включені за схемою із загальним емітером, їх передатні характеристики досить лінеаризовані значними опорами в емітерних ланцюгах (R15, R16).

Рівень НІ виявився настільки малим, що вирішено було не застосовувати петлі ЕПОС, які передбачалися, які значно ускладнили б схему.

Вхідний каскад з метою отримання низького рівня шуму виконаний на транзисторах польових з р-п-переходом. Вхідний опір підсилювача, що дорівнює близько 350 кОм, визначається лише опорами резисторів R3, R6 (при цьому слід не забути про відповідну зміну ємностей С1, С2, щоб постійні часу ФВЧ R3C1 і R6C2 залишалися колишніми). Дільники напруги R1R2 і R4R5R7 задають робочі точки VT1 ​​і VT2, резистор R4 служить для початкової установки нульової напруги на виході підсилювача і після налаштування його можна замінити постійним резистором потрібного опору, причому значення постійної складової на виході підсилювача не настільки критично і може знаходитися в межах 200 мВ.

Для отримання великого коефіцієнта посилення вхідного каскаду та малого шуму застосовано динамічне навантаження на транзисторах польових VT3, VT4. Оскільки обидва плечі вхідного каскаду (VT1-VT3 та VT2-VT4) зрештою працюють на загальне навантаження, це дає виграш у рівні шуму 3 дБ. В результаті шум підсилювача виявився приблизно втричі (на 10 дБ) меншим, ніж у підсилювачів, вхідний каскад яких виконаний на ОУ К157УД2.

Сигнал ООС з виходу подається до точки з'єднання R13R14. Коефіцієнт передачі ланцюга ООС визначається ланцюжками R10R13C3 та R11R1404 разом з регулятором посилення R12, яким встановлюють коефіцієнт підсилення пристрою в межах 2-5. За бажання діапазон регулювання посилення можна розширити зменшенням R10 і R11.

Конденсатори С5-С7 коригують АЧХ підсилювача з метою отримання найкращої перехідної характеристики, але його працездатність зберігається без них, проте фронт прямокутного імпульсув їх відсутність набуває невеликого викиду, а на "поличці" з'являється бриж.

Резистори R19, R20 оберігають VT7, VT8 від навантаження при короткому замиканні на виході.

Режими підсилювача постійному струмустабілізовані як місцевої (R13, R14, R8, R9, R15, R16), так і глибокої (близько 66 дБ) загальної ООС, завдяки чому температурні коливання та дрейф параметрів елементів мало позначаються на його роботі.

Польові транзистори слід підібрати в пари початкового струму стоку. У транзисторів VT1, VT2 він має бути близько 0, 8-1, 8 мА, у VT3, VT4 – не менше 5-6 мА. VT1 можна взяти з індексами Б, А, VT2 - з індексами І, Е, Ж, К, VT3, VT4 - з індексами Д, Г, Е, КТ3107 - з індексами Б або І, КТ3102 - відповідно А або Б, В, Д, VT5-VT8 можна не підбирати

Конденсатори С5, С7 – типів КТ, КД, С1-С4 – К73-16, К73-17, К71-4, К76-5 тощо. Як С3, С4 можна використовувати електролітичні конденсатори, наприклад, К50-16, К50-6 або імпортні.

Живлення підсилювача від будь-якого стабілізованого двополярного джерела напруги ±15 В.

Налагодження зібраного зі справних деталей підсилювача нескладне. Підбиранням R8 і R9 встановлюють зазначені на схемі напруги на стоках VT1 і VT2 (12± 0, 5 В), а підбором R17, R18 - напруги на емітерах VT7, VT8 (0, 8-1, 2 В). Паралельно з цим підстроюванням R4 встановлюють близьким до нуля вихідну напругу.

Якщо ж потрібні режимитранзисторів відразу встановити не вдається, слід спочатку налагодити окремо вхідний каскад. Для цього вихід підсилювача з'єднують із загальним проводом (щоб відключити загальну ООС) і відключають бази VT5 і VT6 від стоків VT1 і VT2, потім закорочуючи ці бази зі своїми емітерами. Після цього вимагають у вхідному каскаді режимів, як зазначено вище. Якщо це вдається, відновлюють з'єднання схеми і остаточно підбирають R17, R18 і R4.

Схема регулятора гучності і тембру з використанням показаного на рис.3 підсилювача представлена ​​на рис.4 де А1, А2 - два таких підсилювача; ФРТ - фізіологічний регулятор тембру; ТКРГ – тонкомпенсований регулятор гучності, вихід якого підключається до УМЗЧ. Інфразвукові частоти зрізуються в кожному з підсилювачів А1 і А2 як на вході (ФВЧ R1-R3C1 і R4-R5-R6-C2, рис.3), так і в ланцюзі ООС (R10-R13-C3 та R11-R14-C4) , Що дає в результаті ФВЧ 4-го порядку (а разом з вхідним ФВЧ УМЗЧ - 5-го порядку), цього достатньо для ефективного придушення низькочастотних перешкод із частотою менше 20 Гц, таких, наприклад, як від короблених грамплатівок.

В обході ФРТ немає гострої необхідності, оскільки його органами регулювання легко отримати строго горизонтальну АЧХ. Однак цю функцію нескладно здійснити, як показано на рис.4, за допомогою перемикача S1 ​​та дільника R1R2.

Як R12 (рис.3) використаний здвоєний змінний резистор, "половинки" якого включають у різні канали стереотракту. У каскадах А1 вони включені "синфазно" (опір реостата R12 в обох каналах змінюється в одну сторону при переміщенні двигуна регулятора) і виконують роль додаткового регулятора рівня, підвищуючи тим самим здатність перевантажування ПУЗЧ до 26 дБ і забезпечуючи узгодження АЧХ ТКРГ з рівнем сигналу. У каскадах А2 вони включені протиофазно (опір R12 в одному каналі збільшується, в іншому зменшується) і відіграють роль регулятора стереобалансу.

На рис.5 зображено принципову схему ТКРГ, виконаного на здвоєному змінному резисторі з двома відводами типу СП3-30В. Часто у схемах ТКРГ застосовується підключення ланцюгів частотної корекції до двигуна потенціометра. Двигуни, що рухаються, не можуть бути ідеальними, і при регулюванні гучності їх опору змінюються від майже нульового до дуже помітного, особливо після тривалої експлуатації. У простому (не тонкомпенсованому) регуляторі це майже не відчувається, особливо якщо наступний каскад має досить велике вхідний опір, і може виявлятися незначними шарудіннями при регулюванні.

У ТКРГ з підключенням ланцюгів корекції до движка справи значно гірше, АЧХ при погіршення контакту може спотворюватися дуже сильно і ставати повністю неприйнятною, часом приголомшуючи слухача різким звуком неприродного забарвлення. Спотворення АЧХ страждають і ТКРГ, ланцюги корекції яких підключають як до відводів, так і до двигуна. У таких ТКРГ навіть при ідеальному постійному контакті двигуна добре помітні на слух дратівливі зміни АЧХ при проході двигуна повз відведення.

Пропонований ТКРГ позбавлений цих недоліків, так як у ньому до двигуна потенціометра ланцюга частотної корекції не підключаються. Його АЧХ представлені на рис.6. Вони є хорошим наближенням до необхідних завдяки детальному опрацюванню частотно-залежних ланок.

У схемі ТКРГ (і ФРТ) не можна використовувати електролітичні конденсатори, оскільки стала складова напруги з їхньої обкладках під час роботи даних схем дорівнює нулю. Слід використовувати самі типи неэлектролитических конденсаторів, які вказані у схемі підсилювача. Описаний попередній підсилювач та блок регулювання гучності та тембру при роботі разом з УМЗЧ, укомплектованим хорошими акустичними системами, забезпечують чудове звучання.

Література

1. Матюшкін В.П. Надлінійний УМЗЧ класу Hgh-End на транзисторах// Радюаматор.-1998.-№8.-С.10-11; №9.-С. 10-11.

2. Матюшкін В.П. Паралельні петлі зворотного зв'язкута їх застосування в УЗЧ//Рад1оаматор.-2000.-№12.-2001; №1-3.®

Підсилювачі, основне призначення яких - посилення слабких сигналів з власними мінімальними шумами на виході пристрою, називають малошумящими.

Такі підсилювачі зазвичай використовують у вхідних ланцюгах - радіоприймачів, звуковідтворювальної радіоапаратури, наприклад, у мікрофонних підсилювачах, - пристроях, що сприймають сигнали від високочутливих датчиків, у вимірювальній та медичній апаратурі.

КР538УНЗ (близький аналог мікросхеми LM387N фірми NSC, з іншою цоколівкою) є надмалошумним низькою частотою, рис. ЗОЛ, табл. 30.1. Випускається КР538УНЗ (К538УНЗ) у корпусах трьох різновидів. Нижче наведено приклади використання мікросхеми, виконаної у корпусі DIP8.

Мал. ЗОЛ. Типова включення мікросхеми КР538УНЗ

Верхня частотна межа сигналів, що посилюються при відключенні потенціометра R1 (рис. 30.1) досягає 3 МГц. Коефіцієнт посилення в межах від 100-350 до 3000 можна плавно регулювати підстроюванням цього потенціометра. Одночасно в тій же пропорції знижується верхня межа смуги частот, що посилюються. Напруга живлення, що рекомендується, - 6 В (5,0-7,5 В) при струмі споживання до 5 мА. Працездатність мікросхеми зберігається при зниженні напруги живлення до 3 В. Максимальна вихідна напруга для різновиду мікросхеми з літерою А досягає 0,5 В, для Б - 0,3 В при вихідному струмі до 3 мА; навантаження – 2 ком. Максимальна вхідна напруга - менше 0,2 В. Нормована напруга шумів на частоті 1 кГц при опорі джерела сигналу до 500 Ом не перевищує 2 нВ/Гц ~ 0,5. Коефіцієнт гармонік при вихідній напрузі до 0,1 - менше 1,5%.

Мал. 30.2. Спрощений варіант включення мікросхеми КР538УНЗ

Мал. 30.3. Варіант на мікросхемі КР538УНЗ

Характеристики на мікросхемі КР538УНЗ при варіюванні напруги живлення

Таблиця 30.1

Мал. 30.4. малошумливого з ланцюгами частотної корекції

Мал. 30.5. малошумного магнітофонного підсилювача на мікросхемі КР538УНЗ

Максима;1ьно спрощений варіант включення мікросхеми КР538УНЗ наведено на рис. 30.2 рис. 30.3.

На мікросхемі КР538УНЗ із додатково вбудованими ланцюгами частотної корекції показано на рис. 30.4.

Малошумного підсилювача портативного магнітофона наведено на рис. 30.5. Враховуючи специфіку роботи пристроїв, замість регулюючого коефіцієнта посилення потенціометра (R1, рис. 30.1) включений коригуючий (L1C2), налаштований на частоту 12,5 кГц.

Програмований малошумливий ОУ, призначений для застосування в побутовій радіоелектронній апара-

На будь-які приймальні пристрої апаратури зв'язку впливають шуми, які можна розділити на великі групи:

• зовнішні
• внутрішні.

У систем зв'язку з космічними об'єктами переважна більшість сумарних шумів посідає внутрішні шуми приймача. При створенні таких систем враховують два важливі фактори:

• Можливості підвищення потужності передавачів та параметрів антен обмежені (визначаються енергетикою ретрансляторів: вага, мобільність).
• Рівень прийнятих сигналів можна порівняти з рівнем внутрішніх шумів приймальних пристроїв.

Тому, збільшення дальності й якості зв'язку у техніці зв'язку, що у області НВЧ, застосовують малошумящие підсилювачі (МШУ), тобто. пристрої з мінімальним рівнем своїх шумів.

Як МШУ використовуються:

• Параметричні підсилювачі (ПВ);
• Підсилювачі на тунельному діоді (УТД);
• Транзисторні підсилювачі;
• Молекулярні підсилювачі (квантові парамагнітні підсилювачі – КПУ).

У військовій техніці зв'язку широкого поширення набули ПУ, УТД, Транзисторні МШУ.

Як і всі підсилювачі МШУ характеризуються рядом параметрів:

• Коефіцієнт шуму (Кш);
• Ширина смуги робочих частот (DF);
• Середня робоча частота(Fраб);
• Коефіцієнт посилення (Ку).

Особливого значення у характеристиці МШУ має Кш. Кш (шум-фактор) визначає рівень шуму, що генерується в підсилювачі і показує, у скільки разів він погіршує співвідношення сигнал/шум за потужністю порівняно з ідеальним МШУ

Малошумний підсилювач (LNA) - електронний підсилювач, який використовується, щоб підсилити можливо дуже слабкі сигнали (наприклад, захоплений антеною). Це зазвичай знаходиться дуже близько до пристрою виявлення, щоб зменшити втрати в feedline. Ця активна домовленість антени часто використовується в мікрохвильових системах як GPS, тому що коаксіальний кабель feedline дуже з втратами в мікрохвильових частотах, наприклад, втрата 10%, що прибувають з небагатьох метрів кабелю, викликала б 10% погіршення відношення сигнал-шум (SNR) . LNA - ключовий компонент, який поміщений у фронтенд схеми радіоприймача. За формулу Фрііса повне шумове число (NF) фронтенду керуючого у владі перших кількох стадій (або навіть перша стадія). Використовуючи LNA, ефект шуму від наступних стадій отримати ланцюги зменшений вигодою LNA, тоді як шум самого LNA введений безпосередньо в отриманий сигнал. Таким чином необхідно для LNA підвищити бажану владу сигналу, додаючи якнайменше шум і спотворення, так, щоб пошук цього сигналу був можливий на пізніших стадіях в системі. У хорошого LNA є низький NF (наприклад). досить велика вигода (наприклад). і повинен мати досить великий пункт міжмодуляції та стиснення (IP3 та P1dB). Подальші критерії керують смугою пропускання, прямотою вигоди, стабільністю та напругою постійним ставленням хвилі (VSWR) входу та виходу. Для низького шуму у підсилювача має бути високе збільшення його першої стадії. Тому JFETs та HEMTs часто використовуються. Їх ведуть у режимі струму високої напругищо не є енергозберігаючим, але зменшує відносну суму шуму пострілу. Схеми відповідності входу та виходу для вузькосмугових схем збільшують вигоду (див. продукт Смуги пропускання вигоди).
Дизайн LNAНизькі шумові підсилювачі стандартні блокибудь-якої системи зв'язку. Чотири найважливіші параметри в дизайні LNA: вигода, шумове число, і нелінійність і відповідність імпедансу. Дизайн для LNA базується головним чином на S-параметрах транзистора. Кроки, потрібні в проектуванні LNA, наступні Є два типи пристроїв S-параметр, що широко використовуються, і нормальний пристрій. S-параметр - вбудований пристрій, який не вимагає жодного типу зовнішнього зміщення, тому що це фіксувало S-параметри. Нормальні пристрої схожі інші транзистори, яких може бути застосований зовнішній ухил. У проектуванні LNA дизайн S-параметра найбільше використовується.
ПеретворювачОдна із вирішальних стадій у проектуванні Низького Шумового Підсилювача є належним вибором перетворювача. У відібраного перетворювача мають бути максимальна вигодата мінімальне шумове число (NF). Перевірка стабільності Проектуючи будь-який підсилювач, важливо перевірити стабільність вибраного пристрою, або підсилювач може функціонувати як генератор. Для визначення стабільності обчисліть фактор Стабільності Ролету (представлений як змінна K) використання S-параметрів у даній частоті. Для транзистора, щоб бути стабільними, параметри повинні задовольнити K>1 і | ∆ | Заяви LNAs використовуються в різних заявах як Радіо ІЗМА, Кліткові Телефонні трубки / Телефонні трубки PC, GPS приймачі, Бездротові телефони, Бездротова LAN, Бездротові Дані, Автомобільний RKE і супутниковий зв'язок.

СупутникУ системі супутникового зв'язку антена отримання наземної станції з'єднається з LNA. LNA необхідний, тому що отриманий сигнал слабкий. Отриманий сигнал зазвичай трохи вище від фонового шуму. Супутники обмежили владу, таким чином вони використовують низькі передавачі влади. Супутники також віддалені та несуть втрату шляху; низькі супутники земної орбіти могли б бути далеко; геосинхронний супутник знаходиться далеко. Велика подрібнена антена дала б сильніший сигнал, але створення більшої антени може бути дорожчим, ніж додавання LNA. LNA підвищує сигнал антени дати компенсацію за feedline втрати, що йдуть з (зовнішньої) антени на (внутрішній) приймач. У багатьох супутникових системахПрийом LNA включає блок частоти downconverter, який переміщає супутникову частоту передачі інформації з космосу (наприклад,), у якого були б великі feedline втрати для нижчої частоти (наприклад,) з нижче feedline втрати. LNA з downconverter називають малошумним блоком downconverter (LNB). Супутниковий зв'язокзазвичай робиться в частотному діапазоні (наприклад, метеорологічні супутники новачків) до десятків GHz (наприклад, супутникове телебачення).
Робота напругою постачанняЗазвичай LNA вимагають менш операційної напруги в діапазоні.
Робота струмом поставки LNA вимагають струму поставки в діапазоні мами, струм поставки вимагає LNA, залежить від його дизайну і застосування, для якого це повинно використовуватися.
Операційна частотаЧастотний діапазон операції LNA дуже широкий. Вони можуть працювати від.
Діапазон робочої температури LNA, як інші пристрої напівпровідника, визначено для операції у певному діапазоні температури. Діапазон температури, де LNA працює найкраще, зазвичай.
Шумове число- також один із важливих факторів, що визначає ефективність особливого LNA. Отже, ми можемо вирішити, який LNA підходить для особливого застосування. Низьке шумове число призводить до кращого прийому сигналу.
Висока вигодаЗ низьким шумовим числом LNA має бути висока вигода для обробки сигналу в поштову схему. Згідно з вимогою високо користуються, LNA розроблені для застосування виробника. Якщо LNA не буде високої вигоди тоді, то сигнал буде торкнутися шумом в самій схемі LNA і можливо зменшений, таким чином, висока вигода LNA буде важливим параметром LNA. Як вигода NF LNA також змінюється в залежності від операційної частоти.

Moshe Gerstenhaber, Rayal Johnson та Scott Hunt, Analog Devices

Analog Dialogue

Вступ

Створення вимірювальної системи з чутливістю до одиниць нановольт є дуже складним інженерним завданням. Кращі з доступних операційних підсилювачів (ОУ), такі як ультра малошумний, на частоті 1 кГц дозволяють отримати напругу шумів менше 1 нВ/√Гц, проте в смузі частот від 0.1 Гц до 10 Гц природа низькочастотних шумів обмежує найкращі досяжні значення рівнем 50 -Пік. Передискретизація та усереднення вибірок можуть зменшити середньоквадратичний внесок від шумів з рівномірним спектром за рахунок вищої швидкості передачі даних та додаткового споживання потужності, але передискретизація не зменшить спектральну щільність шуму і не вплине на фліккер-шум (1/f). Крім того, великий коефіцієнт посилення вхідного ланцюга попередньої обробки сигналу, необхідний виключення шумового вкладу наступних каскадів, зменшує смугу пропускання системи. За відсутності ізоляції будь-які перешкоди на шині землі виявляться на виході, де можуть придушити як слабкі внутрішні шуми підсилювача, і його вхідний сигнал. Хороший малошумний інструментальний підсилювач спрощує розробку та конструювання таких систем та зменшує залишкові помилки, зумовлені синфазною напругою, флуктуаціями живлення та температурним дрейфом.

Малошумний інструментальний підсилювач забезпечує прецизійне посилення з коефіцієнтом 2000 і має все, що необхідно для вирішення перерахованих проблем. При температурному дрейфі посилення не більше 5 ppm/°C, максимальному дрейфі напрузі зміщення 0.3 мкВ/°C, мінімальному коефіцієнті пригнічення напруги синфазної 140 дБ на частоті 60 Гц (не більше 120 дБ на частоті 50 кГц), коефіцієнті придушення 3 та смузі пропускання 3.5 МГц AD8428 ідеально підходить для вимірювальних систем нижнього рівня. Але найважливіше, що дорівнює всього 1.3 нВ/√Гц значення спектральної щільності напруги власних шумів підсилювача на частоті 1 кГц і кращі в галузі шуми 40 нВ пік-пік у смузі частот від 0.1 … 10 Гц дозволяють отримати велике відношення сигнал/шум для дуже слабкі сигнали. Два додаткові висновки (+FIL, -FIL) дають розробникам можливість, змінивши коефіцієнт посилення або додавши фільтр, звузити шумову смугу частот. Крім того, ці висновки фільтрів є унікальним засобом покращення відношення сигнал/шум.

Використання інструментального підсилювача AD8428 для зниження шумів

На малюнку 1 наведено схемну конфігурацію, що дозволяє ще більше знизити рівень шумів. Паралельне з'єднання входів підсилювачів та висновків фільтрів чотирьох мікросхем AD8428 зменшує шуми вдвічі.

Вихідний імпеданс схеми буде низьким незалежно від того, з якого інструментального підсилювача взято сигнал. Цю схему можна розширити, щоб зменшити шум у корінь квадратний раз із числа підсилювачів.

Як схема знижує шуми

Типове значення 1.3 нВ/√Гц наведеного до входу напруги шумів, що генерується кожним підсилювачем AD8428, не корелюється з шумами, що виробляються іншими підсилювачами. Шуми некорельованих джерел складаються на висновках фільтрів як корінь із суми квадратів. У той самий час вхідний сигнал має позитивну кореляцію. Напруги, що виникають на висновках фільтрів кожної мікросхеми внаслідок проходження вхідного сигналу, однакові, тому паралельне з'єднаннядекількох AD8428 не змінює напруги у цих точках, і коефіцієнт посилення залишається рівним 2000.

Аналіз шумів

Наступний аналіз спрощеної схеми на малюнку 2 показує, що з'єднані таким чином два підсилювачі AD8428 зменшують шум у √2 разів. Шум кожного підсилювача може бути змодельований напругою на вході +IN. Для визначення загального шуму слід заземлити входи та використовувати метод суперпозиції для об'єднання джерел шумів.

Шум джерела e n1 приходить на вихід підсилювача мікросхеми A1 диференційно посиленим у 200 разів. Для цієї частини аналізу виходи підсилювача мікросхеми A2 вважаємо шумами, що не містять, а його входи заземленими. Резистивний дільник 6 кОм/6 кОм між кожним виходом передпідсилювача мікросхеми A1 і відповідним виходом підсилювача мікросхеми A2 може бути замінений його еквівалентом Тевеніна: половиною шумової напруги підсилювача A1 з послідовним опором 3 кОм. Цей поділ є тим механізмом, який зменшує шуми. Повний аналізметодом вузлових потенціалів показує, що шум e n1 посилюється на виході рівня 1000 × e n1 . Виходячи з симетрії схеми, природно зробити висновок, що вклад від e n2 дорівнюватиме 1000 × e n2 . Однакові та рівні en рівні e n1 і e n2 додаються як корінь із суми квадратів, в результаті чого загальний вихідний шум дорівнює 1414 × e n .

Щоб привести його назад до входу, необхідно визначити величину коефіцієнта посилення. Припустимо, між висновками +ВХІД і -ВХІД прикладений диференціальний сигнал V IN . Диференціальна напруга на виході першого каскаду A1 дорівнюватиме V IN × 200. Такі ж напруги виникають і на виходах попереднього підсилювача мікросхеми A2, тому дільник 6 кОм/6 кОм ніяк не впливає на сигнал, і аналіз методом вузлових потенціалів показує, що вихідна напруга дорівнює V IN × 2000. Таким чином, загальна напруга приведеного до входу шуму дорівнює e n × 1414/2000, або, що також, e n /√2. Підставивши сюди типове для AD8428 значення щільності шуму 1.3 нВ/√Гц, отримаємо, що конфігурація двох підсилювачів дає щільність шуму порядку 0.92 нВ/√Гц.

При додаванні підсилювачів змінюється імпеданс виведення фільтра, що зменшує рівень шуму. Наприклад, при використанні чотирьох AD8428 у конфігурації, показаній на Рисунку 1, між виведеним на контакт фільтра резистором 6 кОм і кожним з нешумних виходів підсилювачів виявляються підключеними три резистори по 6 кОм. Це фактично утворює резистивний дільник 6 кОм/2 кОм, що послаблює напругу шуму вчетверо. Тоді загальний шум чотирьох підсилювачів, як і передбачалося, стає рівним e n /2.

Компроміс між шумами та потужністю

З точки зору критерію шум/потужність AD8428 відрізняється дуже високою ефективністю. При щільності вхідного шуму 1.3 нВ/√Гц струм споживання не перевищує 6.8 мА. Для порівняння: малошумному операційному підсилювачу AD797 для досягнення рівня 0.9 нВ/√Гц знадобиться максимальний струм 10.5 мА. Побудованому на двох ОУ AD797 і одному малопотужному диференціальному підсилювачі дискретному інструментальному підсилювачу з коефіцієнтом посилення 2000 для отримання приведеного до входу напруги шумів 1.45 нВ/√Гц може знадобитися більше 21 мА, які будуть споживатися в основному двома ОУ і резистором 30. , що споживається групою паралельно включених підсилювачів, розробник повинен також враховувати їхні теплові режими. Потужність, що розсіюється всередині одного корпусу AD8428 при живленні напругою ±5, підвищує його температуру приблизно на 8 °C. Якщо кілька пристроїв розташовані на платі компактною групою або знаходяться в замкнутому просторі корпусу, вони можуть нагрівати один одного, що вимагатиме при розрахунку схеми брати до уваги теплові аспекти.

SPICE моделювання

SPICE моделювання, хоч і не повинно замінювати макетування, може бути корисним як перший крок для перевірки ідеї як такої. Для перевірки та імітації роботи схеми, що складається з двох включених паралельно пристроїв, використовувався симулятор ADIsimPE зі SPICE макромоделлю AD8428. Показані на Малюнку 3 результати демонструють очікувану поведінку схеми: коефіцієнт посилення 2000 та знижений на 30% шум.

Результати вимірів

Повну схему з чотирма мікросхемами AD8428 було перевірено в лабораторних умовах. Виміряний наведений до входу шум мав спектральну щільність 0.7 нВ/√Гц на частоті 1 кГц і рівень 25 нВ пік-пік у діапазоні від 0.1 до 10 Гц. Це менше шумів багатьох нановольтметрів. Результати вимірювань спектральної щільності та пікової напруги шуму представлені на Рисунках 4 та 5 відповідно.

Висновок

Створення пристроїв з чутливістю нановольтового рівня є дуже складним завданням, що створює багато проблем під час проектування. Інструментальний підсилювач AD8428 має всі характеристики, необхідні для реалізації високоякісних систем, що вимагають низьких шумів і великого посилення. Більше того, його унікальна структура дозволяє розробникам додати цю незвичайну схему до свого арсеналу нановольтових технічних рішень.

Посилання

1. MT-047 Tutorial. Op Amp Noise.
2. MT-048 Tutorial. Op Amp Noise Relationships: 1/f Noise, RMS Noise, і Equivalent Noise Bandwidth.
3. MT-049 Tutorial. Op Amp Total Output Noise Calculations for Single-Pole System.
4. MT-050 Tutorial. Op Amp Total Output Noise Calculations для Second-Order System.
5. MT-065 Tutorial. In-Amp Noise.

Всім привіт.

При складанні малошумливих мікрофонних підсилювачів високої якості радіоаматори найчастіше застосовують схемні рішення на основі дискретних біполярних або польових транзисторах, або малошумливих операційних підсилювачах. Якісні підсилки для мікрофонів на транзисторах найчастіше досить складні і не дають гарантії на стабільну повторюваність параметрів, а щоб зібрати підсилювач на малошумливих ОУ може бути не під рукою потрібних мікросхем або їх ціни виявляться більш прийнятними.

Підсилювач високої якості для стереомікрофону можна виготовити не тільки на спеціальних малошумливих транзисторах (рис. 1,2), інтегральних операційних підсилювачах (ОУ) або спеціалізованих ІМС, але й на тому, що у радіоаматорів найчастіше лежить у надлишку, але мало хто здогадується про потенціал деяких «непоширених» мікросхем Маються на увазі інтегральні мікросхеми - спеціалізовані підсилювачі відтворення для касетних, а також котушкових магнітофонів аналогового запису звуку. Побутовий магнітний запис звуку швидко сягає минулого, вже відпрацювали свій час безліч імпортних магнітол і автомагнітол, і при розбиранні їх на запчастини мікросхеми інтегральних підсилювачів відтворення найчастіше залишаються непотрібними.

На основі однієї з таких мікросхем LA3161

ви можете виготовити простий стереопідсилювач для мікрофону з однополярним харчуванням, який не потребує налаштування, лише за дві години. Принципова схемацього усилка представлена ​​нижче.

Даний пристрій являє собою малошумливий стереофонічний підсилок, який має коефіцієнт передачі по напругі приблизно 100. спотворень 0,05%. Опір на виході приблизно 100 кОм. Мікросхема може працювати при живленні 2,5 – 16 Вольт. Але при харчуванні менше 7 Вольт її основні показники погіршуються.

Мікросхема живиться від джерела стабільної напруги, проходячи через LC - фільтр C1L1C2C3. В окремому випадку в ролі джерела живлення можна застосувати гальванічну батарею"Крона" або її аналог.

Коефіцієнт передачі усилка залежить від співвідношення опору резисторів R5/R3 та R6/R4. Якщо є необхідність у великому посиленні по напрузі, опір резисторів R3 і R4 можете знизити в 10 - 20 разів. У ролі мікрофонів ВМ1 та ВМ2 можете використовувати як динамічні, так і конденсаторні мікрофони. Якщо відсутня в конденсаторному або електретному мікрофоні і повторювач, його можете ввести в підсилювач, наприклад, поставивши в кожному каналі по мікросхемі К513УЕ1. Конденсатори С4 та С5 не дають проникати на вхід різним радіоперешкодам. Резистори R9 та R10 усувають можлива поява«клацання», коли відбувається підключення мікрофонного підсилювача до апаратури звуковідтворення, а також потрібні для правильної поляризації обкладок оксидних конденсаторів С10 та С11. Функціональна схемамікросхеми LA3161 представлена ​​малюнку нижче. Якщо використовувати лише один із двох підсилювачів мікросхеми відповідний неінвертуючий вхід (висновок 1 або 8) необхідно з'єднувати із загальним дротом.

Підсилок можете зібрати на платі розмірами 70-27 мм (дивіться фото). У лівій частині плати потрібно залишити вільне місце, щоб можна було встановити додаткові елементи, які можливо знадобляться, щоб узгодити деякі динамічні мікрофони з входом підсилювача.

Резистори можна застосувати типу МЛТ, С2-23 чи його аналоги. При цьому краще врахувати, що чим вище потужність резисторів одного і того ж типу, тим нижче буде їх рівень власних шумів. Якщо коефіцієнт посилення більше 500 резистори R1 – R6 краще поставити з потужністю 0,5 – 1 Ватт. Неполярні конденсатори - імпортні компактні плівкові або керамічні. Оксидні конденсатори С6, С7 повинні мати найменший струм витоку. Якщо серед звичайних алюмінієвих не вдається виявити високоякісні конденсатори, то можете застосувати керамічні або плівкові конденсатори з ємністю 4,7 мкФ. Дросель L1 може бути будь-який малогабаритний малопотужний з індуктивністю більше 100 мкГн. Якщо напруга живлення 12 Вольт і більше, послідовно з ним краще буде підключити резистор опором 1 кОм. Мікросхему LA3161 можна змінити на LA3160.

Ці дві мікросхеми випускає фірма Sanyo в корпусі SIP-8, у них однакові цоколівки висновків і схожі параметри. регуляторів тембру, гучності або як підсилювачі сигналів з п'єзодатчиків і піродетекторів.

Усього вам доброго.