Зазвичай питання узгодження опорів приділяють недостатньо уваги. Мета цього розділу полягає в тому, щоб описати в загальних рисах принципи і практику узгодження опорів.

Вхідний сопротівленіе.У будь-якого електричного пристрою, для роботи якого потрібна сигнал, є вхідний опір. Точно так же, як і будь-яка інша опір (зокрема, опір в ланцюгах постійного струму), вхідний опір пристрою є міра струму, поточного по вхідному ланцюзі, коли до входу докладено певне напруження.

Наприклад, вхідний опір 12-вольтової освітлювальної лампи, яка споживає 0,5 А, дорівнює 12 / 0,5 \u003d 24 Ом. Лампа є простим прикладом опору, так як нам відомо, що в ній немає нічого, крім нитки розжарювання. З цієї точки зору вхідний опір такої схеми, як підсилювач на біполярному транзисторі, може здаватися чимось більш складним. На перший погляд, наявність у схемі конденсаторів, резисторів і напівпровідникових p-n переходів робить визначення вхідного опору важким. Однак будь-яку вхідну ланцюг, якою б складною вона не була, можна представити у вигляді простого імпедансу, як це зроблено на ріс.2.18. Якщо UВХ - напруга змінного вхідного сигналу, а IВХ - змінний струм, поточний по вхідному ланцюзі, то вхідний імпеданс дорівнює Zвх \u003d UВХ / IВХ [Ом].

У більшості схем вхідний імпеданс має резистивний (омічний) характер в широкому діапазоні частот, в межах якого зсув по фазі між вхідним напругою і вхідним струмом дуже малий. В цьому випадку вхідні ланцюг виглядає так, як показано на рис. 2.19, справедливий закон Ома і немає необхідності в алгебрі комплексних чисел і в векторних діаграмах, що застосовуються до ланцюгів з реактивними елементами.

Ріс.2.18. Схема з парою вхідних клем, що ілюструє поняття вхідного імпедансаZВХ

Важливо відзначити, однак, що з омічного характеру вхідного імпедансу не обов'язково слід можливість його виміру на постійному струмі; на шляху вхідного сигналу можуть перебувати реактивні компоненти (наприклад, розділовий конденсатор), які несуттєві відносно змінного сигналу на середніх частотах, але не дозволяють проводити вимірювання у вхідній мети на постійному струмі. Виходячи зі сказаного, при подальшому розгляді будемо вважати, що імпеданс носить чисто омічний характер і Z \u003d R.

Вимірювання вхідного опору. Напруга на вході легко виміряти за допомогою осцилографа або вольтметра змінної напруги. Однак так само легко виміряти змінний струм можна, зокрема, в разі, коли вхідний опір велике. Самий відповідний спосіб вимірювання вхідного опору показаний на рис.2.19.

Рис.2.19. Вимірювання вхідного опору

Резистор з відомим опором R включають між генератором і входом досліджуваної схеми. Потім за допомогою осцилографа або вольтметра змінної напруги з високоомним входом вимірюються напруги U1 і U2по обидві сторони резистора R. Якщо IВХ - змінний вхідний струм, то, відповідно до закону Ома, на резисторі падає напруга, рівне U1 - U2 \u003d RIВХ. Звідси I ВХ \u003d (U1 - U2) / R, R ВХ \u003d U2 / R. Отже Якщо досліджувана схема є підсилювачем, то часто найзручніше визначати U1 і U2, виконуючи вимірювання на виході підсилювача: U1ізмеряется при безпосередньому підключенні генератора до входу, а U2 - при послідовному включенні зі входом резистора R. Оскільки в вираженні для Rвх присутній тільки ставлення U1 / U2, коефіцієнт підсилення не грає ніякої ролі. Передбачається, що при виконанні цих вимірювань напруга на виході генератора залишається незмінним. Ось дуже простий приклад: якщо включення послідовно з входом резистора з опором 10 кому викликає зменшення напруги на виході підсилювача наполовину, то U1 / U2 \u003d 2 і Rвх \u003d 10 кОм.

Вихідний опір. Приклад, що дає уявлення про вихідному опорі, такий: світло фар автомобіля трохи тьмяніє при роботі стартера. Великий струм, споживаний стартером, викликає падіння напруги всередині акумулятора, в результаті чого напруга на його клемах зменшується і світло фар стає менш яскравим. Це падіння напруги відбувається на вихідному опорі акумулятора, можливо, більш відомому як внутрішній опір або опір джерела.

Розширимо це уявлення, поширивши його на всі вихідні ланцюги, включаючи ланцюги постійного і змінного струму, у яких завжди є певна вихідний опір, поєднане з джерелом напруги. У застосовності такого простого опису навіть до найскладніших схем переконує правило, яке говорить про те, що будь-яку ланцюг з опорами і джерелами, що має дві вихідні клеми, можна замінити на послідовно включені одне опір і одне джерело. Тут під словом «джерело» потрібно розуміти ідеальний компонент, що виробляє напругу і продовжує підтримувати цю напругу незмінним навіть тоді, коли від нього споживається струм. Опис вихідний ланцюга показано на рис. 2.20, де RВИХ - вихідний імпеданс, а U - вихідна напруга холостого ходу, тобто напруга на виході розімкнутої ланцюга.

Ріс.2.20. Еквівалентна схема вихідного ланцюга

Обговорюючи питання про вхідному і вихідному опорі, доречно звернути увагу на вперше з'являється поняття: еквівалентна схема. Всі схеми на рис. 2.18, 2.19 і 2.20 є еквівалентними схемами. У них не обов'язково відображені реальні компоненти і з'єднання в розглянутих пристроях; ці схеми є зручним способом подання, який корисний для розуміння того, як веде себе той або інший пристрій.

Мал. 2.20, показує, що в разі, коли до вихідних клем підключається резистор або вхідні клеми іншого пристрою, частина напруги джерела U падає на внутрішньому опорі джерела.

Вимірювання вихідного опору. Простий метод вимірювання вихідного опору випливає з схеми на ріс.2.20. Якщо вихідні клеми замкнути, змінити поточний при цьому струм короткого замикання IКЗ і врахувати, що він збігається з струмом, поточним по опору RВИХ в результаті додатка до нього напруги U, то отримаємо: RВИХ \u003d U / IКЗ. Напруга U, що поставляється в схему джерелом, вимірюється на вихідних клемах в режимі «холостого ходу», тобто при нехтує малому вихідному струмі. Таким чином, вихідний опір легко можна отримати як відношення напруги холостого ходу до току короткого замикання.

Розглянувши цей принциповий метод визначення вихідного опору, необхідно сказати, що на цьому шляху є перешкоди, властиві вимірюванню вихідного струму короткого замикання в більшості випадків. Зазвичай при короткому замиканні порушуються умови функціонування схеми і не можна отримати достовірні результати; в окремих випадках можуть вийти з ладу ті чи інші компоненти, не витримавши ненормально велике навантаження. Проста ілюстрація незастосовності методу короткого замикання: спробуйте виміряти вихідний опір мережі змінного струму! Незважаючи на ці недоліки з практичної точки зору, використання цього методу виправдане при теоретичному виведення вихідного опору схеми і надалі він застосовується в цьому розділі.

Практичний спосіб вимірювання вихідного опору показаний на рис.2.21. Тут вихідна напруга холостого ходу вимірюється вольтметром або осцилографом з високоомним входом, а потім вихідні клеми шунтуються навантаженням з відомим опором R. Зменшена вихідна напруга при підключеній навантаженні безпосередньо залежить від того ж вимірювальним приладом. Значення RВИХ можна обчислити як відношення величини, на яку впало напруга, до вихідному струму.

Рис.2.21. Вимірювання вихідного опору з використанням шунтирующего резистора

Якщо U - це вихідна напруга холостого ходу, а U1- вихідна напруга на навантаженні R, то падіння напруги на RВИХпрі наявності навантаження одно U- U1, вихідний струм при наявності навантаження дорівнює U1 / R, тому RВИХ \u003d R (U - U1) / U1 Узгодження опорів для оптимальної передачі напруги. У більшості електронних схем розглядаються сигнали, які є напруженнями. У більшості випадків, коли підключається одна частина схеми до іншої, необхідно в максимальній мірі передати напругу при мінімумі втрат. В цьому і полягає вимога максимальної передачі напруги, зазвичай що виконується при узгодженні опорів. Розглянемо з урахуванням цього критерію принцип узгодження опорів.

На ріс.2.22 показані два блоки, з'єднані один з одним: для оптимальної передачі напруги потрібно, щоб UВХ було майже так само U, наскільки це можливо. Напруга UВХ одно: UВХ \u003d URВХ / RВИХ + Rвх і UВХ≈U, Rвх \u003e\u003e RВИХ

Ріс.2.22. Ілюстрація узгодження опорів між двома пристроями

Іншими словами, для можливо кращої передачі напруги від однієї схеми до іншої вихідний опір першої схеми повинен бути набагато меншим, ніж вхідний опір другої схеми; як правило, потрібно, щоб Rвх\u003e 10RВИХ. Саме з цієї причини застосовувані для тестування прилади, такі як генератор, проектуються з малим вихідним опором (типове значення< 100 Ом). С другой стороны, осциллограф, предназначенный для наблюдения напряжений в испытываемой схеме, делается с большим входным сопротивлением (типичное значение > 1 МОм).

Рис.2.23. Залежність вихідної напруги схеми від опору навантаження

Якщо умови оптимального узгодження опорів не дотримуються і сигнал надходить на вхід схеми з вхідним опором, яке можна порівняти з вихідним опором джерела, то в найзагальнішому випадку будуть відбуватися просто втрати напруги. Така ситуація виникає, коли два підсилювальних каскаду на біполярних транзисторах, подібні зображеному на рис. 11.5, з'єднані один за іншим (каскадно). Як вхідний, так і вихідний опір у такого каскаду на біполярному транзисторі одного порядку (зазвичай кілька тисяч Ом), і це значить, що близько 50% напруги сигналу втрачається на зв'язку між каскадами. З іншого боку, підсилювач на польовому транзисторі (ріс.11.13) багато краще з точки зору узгодження опорів: у нього дуже великий вхідний опір і середнє по величині вихідний опір; при з'єднанні таких каскадів один за іншим втрати сигналу мізерно малі.

Є один або два випадки, коли узгодження опорів потребує особливої \u200b\u200bуваги, так як занадто малий опір навантаження впливає не тільки на коефіцієнт посилення напруги, але також і на частотну характеристику. Це відбувається, коли вихідний імпеданс джерела не є чисто резистивним, а навпаки, являє собою реактивний опір, і тому частотна характеристика змінюється. Простим прикладом служить конденсаторний мікрофон, у якого вихідний імпеданс виражається не в Омасі, а в пікофарад, з типовим значенням в районі 50 пФ. Для хорошого відтворення низьких частот потрібно, щоб вхідний опір підсилювача було більшим у порівнянні з реактивним опором ємності 50 пФ на частотах аж до 20 Гц. Практично для цього потрібно, щоб вхідний опір було близько 200 МОм, що зазвичай забезпечується підсилювачем на польовому транзисторі, змонтованим в корпусі мікрофона.

Узгодження опорів для оптимальної передачі потужності. Хоча, як правило, критерієм при узгодженні опорів служить максимальний перенос напруги, бувають випадки, коли потрібно передати максимум потужності. Не наводячи математичних розрахунків, повідомимо, що для схеми 2.22 максимум потужності в RВХдостігается при Rвх \u003d RВИХ. Цей результат відомий як теорема про максимальної потужності: максимум потужності передається від джерела в навантаження, коли опір навантаження дорівнює вихідному опір джерела. Ця теорема справедлива не тільки для резистивних компонентів, але і для комплексних компонентів Zвх і ZВИХ. В цьому випадку потрібно, щоб крім умови Rвх \u003d RВИХ, виконувалося також умова XВХ \u003d -XВИХ, тобто за ємнісного характері одного імпедансу інший імпеданс повинен мати індуктивний характер.

Узгодження опорів для оптимальної передачі струму. Іноді потрібне узгодження опорів, що забезпечує максимальний струм у вхідному ланцюзі. Звертаючись знову до рис. 2.22, можна побачити, що максимум вхідного струму IВХ досягається в тому випадку, коли повне опір в ланцюзі вибирається якомога меншою. Тому, при фіксованому RВИХ слід прагнути до можливо меншому значенню Rвх. Ця досить нестандартна ситуація прямо протилежна звичайному випадку, коли потрібно передавати напругу.

(ПРО ЗНИЖЕННЯ інтермодуляційні спотворення І призвук у гучномовець)

Різницю в звучанні гучномовців при роботі з різними УМЗЧ, в першу чергу, зауважують, порівнюючи лампові і транзисторні підсилювачі: спектр їх гармонійних спотворень часто істотно відрізняється. Іноді помітні відмінності бувають і серед підсилювачів однієї і тієї ж групи. Наприклад, в одному з аудіожурналов оцінки, дані ламповим УМЗЧ потужністю 12 і 50 Вт, схилялися на користь менш потужного. Або оцінка була необ'єктивною?

Як нам здається, автор статті доказово пояснює одну з містичних причин виникнення в гучномовцях перехідних і інтермодуляционних спотворень, що створюють помітну різницю в звучанні при роботі з різними УМЗЧ. Він пропонує також доступні методи істотного зниження спотворень гучномовців, які досить просто реалізуються із застосуванням сучасної елементної бази.

В даний час вважається загальновизнаним, що однією з вимог до підсилювача потужності є забезпечення незмінності його вихідної напруги при зміні опору навантаження. Іншими словами, вихідний опір УМЗЧ має бути невелика в порівнянні з навантажувальним, складаючи не більше 1 / 10,1 / 1000 від модуля опору (імпедансу) навантаження | Z н |. Ця точка зору відображена в численних стандартах і рекомендаціях, а також в літературі. Спеціально введений навіть такий параметр, як коефіцієнт демпфірування - K d (або демпінг-фактор), що дорівнює відношенню номінального опору навантаження до вихідного опору підсилювача R вих УМ. Так, при номінальному опорі навантаження, що дорівнює 4 Ом, і вихідному опорі підсилювача 0,05 Ом K d дорівнюватиме 80. Діючі нині стандарти на апаратуру HiFi вимагають, щоб значення коефіцієнта демпфірування у високоякісних підсилювачів було б не менше 20 (а рекомендується - НЕ менше 100). Для більшості транзисторних підсилювачів, які є у продажу, K d перевищує 200.
Доводи на користь малого R вих УМ (і відповідно високого K d) загальновідомі: це забезпечення взаємозамінності підсилювачів і акустичних систем, отримання ефективного та передбачуваного демпфірування основного (низькочастотного) резонансу гучномовця, а також зручність вимірювання і зіставлення характеристик підсилювачів. Однак, незважаючи на правомірність та обгрунтованість вищенаведених міркувань, висновок про необхідність такого співвідношення, на думку автора, принципово помилковий!

Вся справа в тому, що цей висновок робиться без урахування фізики роботи електродинамічних головок гучномовців (ГГ). Переважна більшість розробників підсилювачів щиро вважає, що все, що від них вимагається - це видати напруга необхідної величини на заданому опорі навантаження з якомога меншими спотвореннями. Розробники гучномовців, в свою чергу, начебто повинні виходити з того, що їх вироби будуть харчуватися від підсилювачів з дуже незначним вихідним опором. Здавалося б, все просто і ясно - які тут можуть бути питання?

Проте, питання, і дуже серйозні, є. Головним з них є питання про величину інтермодуляционних спотворень, Внесених ГГ при роботі її від підсилювача з дуже незначним внутрішнім опором (джерела напруги або джерела ЕРС).

«Яке відношення до цього може мати вихідний опір підсилювача? Чи не морочте мені голову! » - скаже читач. - І помилиться. Має, і саме пряме, незважаючи на те, що факт цієї залежності згадується вкрай рідко. У всякому разі, не виявлено сучасних робіт, в яких би розглядалося це вплив на усе параметри наскрізного електроакустичного тракту - від напруги на вході підсилювача до звукових коливань. При розгляді цієї теми раніше чомусь обмежувалися аналізом поведінки ГГ поблизу основного резонансу на нижніх частотах, тоді як не менш цікаве відбувається на помітно більш високих частотах - на пару октав вище резонансної частоти.

Для заповнення цієї прогалини і призначена ця стаття. Треба сказати, що для підвищення доступності виклад досить спрощено і схематизовано, тому ряд «тонких» питань залишився нерозглянутим. Отже, щоб зрозуміти, як вихідний опір УМЗЧ впливає на інтермодуляційні спотворення в гучномовцях, треба згадати, яка фізика випромінювання звуку дифузором ГГ.

Нижче частоти основного резонансу при подачі синусоїдального напруги сигналу на обмотку звукової котушки ГГ амплітуда зміщення її дифузора визначається пружним протидією підвісу (або стискається в закритому ящику повітря) і майже не залежить від частоти сигналу. Робота ГГ в цьому режимі характеризується великими спотвореннями і дуже низькою віддачею корисного акустичного сигналу (дуже низьким ККД).

На частоті основного резонансу маса дифузора разом з масою, що коливається повітря і пружністю підвісу утворюють коливальну систему, аналогічну грузик на пружинці. ККД випромінювання в цій області частот близький до максимального для даної ГГ.

Вище частоти основного резонансу сили інерції дифузора разом з масою, що коливається повітря виявляються більшими, ніж сили пружності підвісу, тому зміщення дифузора виявляється обернено пропорційним квадрату частоти. Однак прискорення дифузора при цьому теоретично не залежить від частоти, що і забезпечує рівномірність АЧХ по звуковому тиску. Отже, для забезпечення рівномірності АЧХ ГГ на частотах вище частоти основного резонансу до дифузора з боку звукової котушки необхідно прикладати силу постійної амплітуди, як це випливає з другого закону Ньютона (F \u003d m * a).

Сила ж, діюча на дифузор з боку звукової котушки, пропорційна току в ній. При підключенні ГГ до джерела напруги U струм I в звуковій котушці на кожній частоті визначається із закону Ома I (f) \u003d U / Z г (f), де Z г (f) - залежне від частоти комплексне опір звукової котушки. Воно визначається переважно трьома величинами: активним опором звукової котушки R г (що вимірюється омметром), індуктивністю L р На ток впливає також і протидії ЕРС, що виникає при переміщенні звукової котушки в магнітному полі і пропорційна швидкості переміщення.

На частотах помітно вище основного резонансу величиною протидії ЕРС можна знехтувати, оскільки дифузор із звуковою котушкою просто не встигають розігнатися за половину періоду частоти сигналу. Тому залежність Z г (f) вище частоти основного резонансу визначається в основному величинами R г і L г

Так ось, ні опір R г, ні індуктивність L г особливим постійністю не відрізняються. Опір звукової котушки сильно залежить від температури (ТКС міді близько + 0,35% / о С), а температура звукової котушки малогабаритних среднечастотних ГГ при нормальній роботі змінюється на величину в 30 ... 50 о С і причому досить швидко - за десятки мілісекунд і менш. Відповідно, опір звукової котушки, а отже, і струм через неї, і звуковий тиск при незмінному доданому напрузі змінюються на 10 ... 15%, створюючи інтермодуляційні спотворення відповідної величини (в низькочастотних ГГ, теплова інерційність яких велика, розігрів звукової котушки викликає ефект теплової компресії сигналу).

Зміни індуктивності ще більш складні. амплітуда і фаза струму через звукову котушку на частотах помітно вище резонансної значною мірою визначаються величиною індуктивності. А вона дуже сильно залежить від положення звукової котушки в зазорі: при нормальній амплітуді зміщення для частот, лише небагато чим великих, ніж частота основного резонансу, індуктивність змінюється на 15 ... 40% у різних ГГ. Відповідно при номінальній потужності, що підводиться до гучномовця, інтермодуляційні спотворення можуть досягати 10 ... 25%.

Сказане вище ілюструється фотографією осциллограмм звукового тиску, знятих на одній з кращих вітчизняних среднечастотних ГГ - 5ГДШ-5-4. Структурна схема вимірювальної установки приведена на малюнку.

Як джерело двотонального сигналу застосовані пара генераторів і два підсилювача, між виходами яких підключена випробувана ГГ, встановлена \u200b\u200bна акустичному екрані площею близько 1 м 2. Два окремих підсилювача з великим запасом по потужності (400 Вт) використані з метою уникнути утворення інтермодуляционних спотворень при проходженні двухтоновий сигналу через підсилювальний тракт. Звуковий тиск, що розвивається головкою, сприймалося стрічковим електродинамічним мікрофоном, нелінійні спотворення якого складають величину менше -66дБ при рівні звукового тиску 130 дБ. Звуковий тиск такого гучномовця в цьому експерименті становило приблизно 96 дБ, та що спотвореннями мікрофона при даних умовах можна було знехтувати.

Як видно на осцилограмах на екрані верхнього осцилографа (верхня - без фільтрації, нижня - після фільтрації ФВЧ), модуляція сигналу з частотою 4 кГц під впливом іншого з частотою 300 Гц (при потужності на голівці 2,5 Вт) перевищує 20%. Це відповідає величині інтермодуляционних спотворень близько 15%. Здається, немає потреби нагадувати про те, що поріг помітності продуктів інтермодуляционних спотворень лежить набагато нижче одного відсотка, досягаючи в ряді випадків сотих часток відсотка. Зрозуміло, що спотворення УМЗЧ, якщо тільки вони мають «м'який» характер, і не перевищують кількох сотих відсотка, просто невиразні на тлі спотворень в гучномовці, викликаних його роботою від джерела напруги. Інтермодуляційне продукти спотворень руйнують прозорість і детальність звучання - виходить «каша», в якій окремі інструменти та голоси чути лише зрідка. Цей тип звучання напевно добре знайомий читачам (хорошим тестом на спотворення може служити фонограма дитячого хору).

Знавці можуть заперечити, що для зменшення мінливості імпедансу звукової котушки існує безліч способів: це і заповнення зазору охолоджуючої магнітною рідиною, і установка мідних ковпачків на керни магнітної системи, і ретельний підбір профілю керна і щільності намотування котушки, а також багато іншого. Однак всі ці методи, по-перше, не вирішують проблему в принципі, а по-друге, ведуть до ускладнення і подорожчання виробництва ГГ, внаслідок чого не знаходять повного застосування навіть в студійних гучномовцях. Саме тому більшість среднечастотних і низькочастотних ГГ не має ні мідних ковпачків, ні магнітної рідини (в таких ГГ при роботі на повній потужності рідина нерідко викидається з зазору).

Отже, харчування ГГ від високоомного джерела сигналу (в межі - від джерела струму) є корисним і доцільним способом зниження їх інтермодуляционних спотворень, особливо при побудові многополосних активних акустичних систем. Демпфірування основного резонансу при цьому доводиться виконувати чисто акустичним шляхом, оскільки власна акустична добротність среднечастотних ГГ, як правило, значно перевищує одиницю, досягаючи 4 ... 8.

Цікаво, що саме такий режим «токового» харчування ГГ має місце в лампових УМЗЧ з пентодная або тетродним виходом при неглибокій (менше 10 дБ) ООС, особливо при наявності місцевої ООС по току у вигляді опору в ланцюзі катода.

У процесі налагодження такого підсилювача його спотворення без загальної ООС зазвичай виявляються в межах 2,5% і впевнено помітні на слух при включенні в розрив контрольного тракту (метод порівняння з «прямим проводом»). Однак після підключення підсилювача до гучномовцю виявляється, що в міру збільшення глибини зворотного зв'язку звучання спочатку поліпшується, а потім відбувається втрата його детальності і прозорості. Особливо чітко це помітно в многополосном підсилювачі, вихідні каскади якого працюють безпосередньо на відповідні головки гучномовців без будь-яких фільтрів.

Причина цього, на перший погляд, парадоксального явища в тому, що при збільшенні глибини ООС по напрузі вихідний опір підсилювача різко знижується. Негативні наслідки харчування ГГ від УМЗЧ з малим вихідним опором розглянуті вище. У тріодном підсилювачі вихідний опір, як правило, набагато менше, ніж в пентодная або тетродном, а лінійність до введення ООС вище, тому введення ООС по напрузі покращує роботу окремо взятого підсилювача, але разом з тим ще більше погіршує роботу головки гучномовця. Як наслідок, в результаті введення ООС по вихідній напрузі в тріодний підсилювач звук, дійсно, може ставати гірше, незважаючи на поліпшення характеристик власне підсилювача! Цей емпірично встановлений факт служить невичерпної їжею для спекуляцій на тему шкоди від застосування зворотних зв'язків в звукових підсилювачах потужності, а також міркувань про особливу, лампової прозорості і природності звучання. Однак з вищерозглянутих фактів з усією очевидністю випливає, що справа не в наявності (або відсутності) самої по собі ООС, а в результуючому вихідному опорі підсилювача. Ось де «собака зарита»!

Варто сказати кілька слів про використання негативного вихідного опору УМЗЧ. Так, позитивний зворотний зв'язок (ПОС) по току допомагає задемпфировать ГГ на частоті основного резонансу і зменшити потужність, що розсіюється на звуковій котушці. Однак за простоту і ефективність демпфірування доводиться платити зростанням впливу індуктивності ГГ на її характеристики, навіть у порівнянні з режимом роботи від джерела напруги. Це викликано тим, що постійна часу L г / R г замінюється на велику, рівну L г /. Відповідно знижується частота, починаючи з якої в сумі імпедансів системи «ГГ + УМЗЧ» починає домінувати індуктивний опір. Аналогічно збільшується і вплив теплових змін активного опору звукової котушки: сума змінюється опору звукової котушки і незмінного негативного вихідного опору підсилювача в процентному відношенні змінюється сильніше.

Звичайно, якщо R вих. УМ по абсолютній величині не перевищує 1/3 ... 1/5 від активного опору обмотки звукової котушки, втрата від введення ПОС невелика. Тому слабку ПОС по току для невеликого додаткового демпфірування або для точного підстроювання добротності в низькочастотної смузі застосовувати можна. Крім того, ПОС по току і режим джерела струму в УМЗЧ не сумісні між собою, внаслідок чого струмове харчування ГГ в низькочастотної смузі, на жаль, виявляється не завжди застосовним.

З інтермодуляційними спотвореннями ми, мабуть, розібралися. Тепер залишилося розглянути друге питання - величину і тривалість призвуків, що виникають в дифузорі ГГ при відтворенні сигналів імпульсного характеру. Це питання набагато складніше і «тонше».

Для виключення цих призвуків теоретично є дві можливості. Перша - це зрушити всі резонансні частоти за межі робочого діапазону частот, в область далекого ультразвуку (50 ... 100 кГц). Цим способом користуються при розробці малопотужних високочастотних ГГ і деяких вимірювальних мікрофонів. Стосовно до ГГ - це спосіб «жорсткого» дифузора.

Так ось, можливий і третій варіант - використання ГГ з відносно «жорстким» дифузором і введення її акустичного демпфірування. У цьому випадку вдається в деякій мірі поєднати переваги обох підходів. Саме таким чином найчастіше будуються студійні контрольні гучномовці (великі монітори). Природно, що при харчуванні демпфірованного ГГ від джерела напруги через різке падіння повної добротності основного резонансу істотно спотворюється АЧХ. Джерело струму в цьому випадку також виявляється переважно, оскільки сприяє вирівнюванню АЧХ одночасно з виключенням ефекту термічної компресії.

Узагальнюючи вищевикладене, можна зробити наступні практичні висновки:

1. Режим роботи головки гучномовця від джерела струму (на противагу джерела напруги) забезпечує істотне зниження інтермодуляционних спотворень, що вносяться самої голівкою.

2. Найбільш доцільний варіант конструкції гучномовця з низькими інтермодуляційними спотвореннями - активний багатосмуговий, з розділовим фільтром (кросовером) і окремими підсилювачами на кожну смугу. Втім, цей висновок справедливий незалежно від режиму харчування ГГ.

4. З метою отримання високого вихідного опору підсилювача і збереження малої величини його спотворень слід застосовувати ООС не по напрузі, а по току.

Звичайно, автор розуміє, що пропонований метод зниження спотворень не є панацеєю. Крім того, в разі використання готового многополосного гучномовця здійснення токового харчування його окремих ГГ без переробки неможлива. Спроба ж підключення многополосного гучномовця в цілому до підсилювача з підвищеним вихідним опором призведе не стільки до зниження спотворень, скільки різке спотворення АЧХ і відповідно, збою тонального балансу. Проте зниження інтермодуляционних спотворень ГГ майже на порядок, Причому настільки доступним методом, явно заслуговує на гідне уваги.

С.АГЕЕВ, м.Москва

лінійний підсилювач

Наступною ланкою, після вхідного каскаду, слід лінійний підсилювач. Якість його роботи впливає на функціонування всього пристрою і при невдалому схемном вирішенні можна все «легко і невимушено» зіпсувати. Ця частина підсилювача охоплюється загальною зворотним зв'язком і спотворення, що виникають в ньому, компенсуються. Ось тільки не варто покладати на останній підвищені очікування - один раз виникнувши, спотворення вже ніколи не зникнуть. Існує безліч схемних рішень подібного вузла, тому винести якусь одну загальну рекомендацію важко. Просто перейдемо до третьої частини.

вихідний каскад

Вихідний каскад закінчує підсилювач, тому він повинен забезпечувати гарне узгодження з навантаженням. Це означає роботу з великими напругами й струмами, причому навантаження має досить великий реактивної складової, як по електричним, так і по механічним характеристикам. Крім того, геометричні розміри підсилювача і теплова потужність, що розсіюється на радіаторах, обмежує його максимальну потужність. Все це накладає дуже жорсткі вимоги до можливих схемним рішенням, а тому найбільш поширений двотактний вихідний каскад класу АВ.

Ідея роботи каскаду полягає в поділі позитивної та негативної напівхвиль на два плеча і формування струму від позитивного або негативного джерела живлення на відповідні моменти часу. Це добре працює з великою амплітудою сигналу, але якщо рівень зменшується, то все більш значущим стає момент переходу через нуль - саме тоді відбувається перемикання вихідних транзисторів. Для зменшення внесених спотворень, в підсилювачі встановлюється певний мінімальний струм спокою вихідного каскаду, що забезпечує одночасну роботу плечей (позитивної та негативної напівхвиль) для невеликого рівня сигналу.

Тобто, фактично вводиться невеликий режим А, звідси і з'явилася ця буква в назві класу AB. На жаль, робити дуже вже великий струм спокою не можна, страждає ефективність підсилювача - фактично, ця потужність буде витрачатися завжди, чи є сигнал чи ні. При збільшенні амплітуди сигналу настає момент, коли струм спокою вичерпується, і можуть послідувати комутаційні спотворення.

Для обходу цього дефекту можна задати невеликий фоновий струм через невикористаний транзистор, що лінеарізует робочу точку (важливо для низького рівня гармонік високого рівня) і забезпечить розсмоктування заряду (усуває дефект комутації для високочастотного сигналу). Або можна піти далі, використовувати режим ЕА - 'економічний А' (Non switching, Super A). У цьому випадку струм транзистора невикористаного плеча буде плавно зменшуватися в міру збільшення вихідної напруги протилежної полярності.

Для моделювання класів AB і ЕА наступна схема:

Детальніше можна ознайомитися з моделлю і виконати аналіз можна над файлом проекту.

Подивимося ток вихідного каскаду. На всіх картинках верхній малюнок відноситься до класу AB, нижній ЕА. Дані знімалися для випадку:

• AB - струм спокою зменшувався від 250 мА до 80 мА.
• ЕА - струм спокою залишався незмінним, 150 мА, змінювалася агресивність управління струмом неактивного плеча - від найбільш активного до повного відключення управління струмом транзистора.

Візьмемо два випадки - амплітуда сигналу 1 вольт (ліворуч) і 10 вольт (праворуч):

При низькому рівні сигналу клас AB працює в режимі A і тому не вносить будь-яких видимих \u200b\u200bспотворень. У класу ЕА з цим дещо складніше, потенційно присутні парні гармоніки через очевидну несиметрії струму. Але це тільки «потенційно», надлишковий струм протікає через транзистор протилежної каналу і не потрапляє в навантаження. Простіше кажучи, через джерела живлення тече струм з відносно невеликим рівнем гармонік, що не призводить до негативних наслідків.

При збільшенні рівня сигналу клас AB фактично відключає неактивне плече, а ЕА продовжує намагатися їм управляти. Погляньмо докладніше на місце перемикання:

Фактично, в класі ЕА обидва плеча одночасно формують вихідну напругу. Тепер звернемося до спектру гармонік. В даному тесті частота сигналу буде знижена до 100 Гц, що забезпечить більшу кількість гармонік в чутному діапазоні, напруга 10 вольт.

Для класу AB характер спектра гармонік мало залежить від величини струму спокою, а у ЕА кращі результати досягаються при середньому ступені агресивності управління струмом. Швидше за все, невдалість червоного і зеленого графіка випливає з ідеології управління струмом транзистора - на момент переходу транзистора з робочого стану в неробочий його ток змінюється досить різко, що породжує більше гармонік, ніж усувається компенсацією управління струмом в протилежному плечі.

У схемотехніці підсилювачів звукової частоти на радіолампах застосовується або клас А, або клас AB, який в пильному розгляді виявляється класом ЕА з низьким або відсутнім струмом управління (фіолетовий і сірий графік). Якщо порівняти з класом AB, реалізованим в більшості підсилювачів на транзисторах (і, звичайно ж, в інтегральному виконанні), то спектр його перешкод інтенсивніше і ширше.

Вихідний опір підсилювача

Звичайний підсилювач володіє вкрай низьким вихідним опором, обумовленим ефективною роботою загальної негативного зворотного зв'язку. Якось склалося, що дане рішення вважається правильним і під нього проектують фільтри акустичних систем і динамічні головки. Але чи дійсно це добре? Розглянемо два дефекту, властивих акустичним системам - втрати і спотворення в проводах, що з'єднують підсилювач і динаміки, а також спотворення в самих динамічних голівках при переміщенні дифузора.

Досить давно виявлений ефект зміни опору мідного провідника при впливі струмом різної сили і частоти, так званий «напівпровідниковий ефект». Величина зміни незначна і ніяк не проявляє себе в звичайних областях застосування - передача електроенергії, блоки живлення, але призводить до спотворень при використанні його для передачі потужнострумового звукового сигналу від підсилювача до акустичних систем. Для обходу цієї проблеми випускають провідники з міді зі спеціальною технологією виготовлення, «бескислородная мідь». Крім того, з'єднувачі і роз'єми теж мають властивість вносити спотворення в сигнал, що передається, адже їх опір зчленування постійно в часі, хоч і мало за величиною.

У тесті братимуть участь ідеальні підсилювачі з трьома типами вихідного опору:

• З вкрай низьким вихідним опором.
• Вихідний опір підсилювача в чотири рази більше опору навантаження.
• Підсилювач працює в режимі "джерело струму" і його вихідний опір украй велика.

У симуляції буде використана наступна модель:

Для емуляції спотворень в навантаження введений нелінійний елемент з низкоомного резистора і діода Шотткі. Можна було створити спотворення лінійної навантаження будь-яким іншим способом, для тесту це не суттєво. У даній симуляції вимірюються струми через навантаження, а не напруги. Це викликано тим, що саме струм через котушку викликає переміщення дифузора звичайної динамічної головки (і що зовсім не так для електростатичних випромінюючих елементів).

Хотілося б зупинитися на кольоровий ідентифікації графіків:

• Зелений - контрольний, ідеальний випадок. У всіх інших випадках у навантаження внесений нелінійний елемент.
• Червоний - звичайний підсилювач з вкрай низьким вихідним опором.
• Чорний - підсилювач з вихідним опором в чотири рази більше, ніж опір навантаження.
• Синій - вихідний опір дуже велике, підсилювач працює в режимі джерела струму.

Немає сенсу наводити отриманий сигнал, все осцилограми практично збігаються. Набагато цікавіше подивитися на спектр:

Ви бачите тут зелений графік? Я - ні, його повністю закрив синій (режим джерела струму). Це означає, що збільшення вихідного опору підсилювача зменшує шкоду від нелінійних елементів, які присутні в сполучних елементах між підсилювачем і динамічної головкою.

Тепер перейдемо до іншої проблеми - зміна індуктивності обмотки котушки динаміка при переміщенні в поле магнітного зазору. У тесті братимуть участь все ті ж три підсилювача, а емуляцію нелінійної індуктивності виконаємо на дроселі з матеріалом 4C6. Схема виглядає наступним чином:

Міркування за такою схемою повністю викладені в попередньому тесті і спеціальних коментарів не потрібно. Подивимося на спектр:

У наявності явні інтермодуляційні спотворення. Як і в попередньому тесті, у міру збільшення вихідного опору підсилювача зменшуються негативні наслідки зміни властивостей дроселя (тобто індуктивності котушки динаміка).

Існує ще один нюанс, пов'язаний з вихідним опором підсилювача - імпеданс акустичної системи непостійний в робочій смузі частот. В області низьких частот вносяться резонансні ефекти від власної механічної системи динаміка і фазоинвертора, для середніх частот - розділовий фільтр впливає в областях розділу робочих смуг динаміків.

Крім того, часто акустичні системи проектуються під підсилювач з низьким вихідним опором, а тому ніхто не дбає про збереження постійного імпедансу акустичної системи. Якщо одна з головок з підвищеною чутливістю, то послідовно з нею встановлюють додатковий постійний резистор, що збільшує імпеданс колонки в області робочих частот цього динаміка. Якщо таку колонку підключити до підсилювача з підвищеним вихідним опором, то характер звучання стане іншим.

Втім, ретельної відбудовою елементів фільтра це дефект можна усунути або в значній мірі зменшити, але ось резонансні явища в низькочастотної частини компенсувати не можна. Поправка - можна, але вкрай неприємно - доведеться ставити високодобротних і ретельно налаштований LC контур паралельно низькочастотної динамічної голівці.

Природно, в серійних конструкціях ніхто такого робити не буде, та й в аматорській апаратурі зустрічається вкрай рідко, тому підключення колонки до підсилювача з високим вихідним опором неминуче призведе до зміни характеру звучання басів - зросте рівень сигналу з частотою механічного резонансу і збільшиться час призвука. Цей ефект можна частково зменшити акустичним демпфуванням - приміщенням матеріалу зі зниженою акустичною прозорістю і в'язкістю в вікна зі зворотного боку динаміка.

Від себе хочу додати, що такий прийом не дуже хороший, і у нього є можливі неприємні наслідки, тому краще міняти тип вихідного опору підсилювача в залежності від частоти сигналу, ніж «знущатися» над динамічними головками. У цьому питанні важливо те, що перехід на підсилювач з струмовим виходом змінює характер звучання і комусь це може подобатися або не подобатися, але у нього немає нічого спільного з усуненням спотворень в акустичній системі, озвучених в останніх двох тестах.

Отже, мова йде про радіолампах, то до чого тут вихідний опір? На жаль, прямо випливає з технології. В підсилювачі вихідний опір досить велике і маленьким його робить загальна зворотний зв'язок. Чим вона потужніша, ніж більший запас петлевого посилення, тим краще компенсуються всі спотворення в підсилювачі ... в тому числі і вихідний опір. У підсилювачах на радіолампах глибина зворотного зв'язку мала, та й самі регулюють елементи мають значний внутрішній опір (радіолампи взагалі, за своєю природою, є скоріше джерелами струму, ніж опорами).

Як наслідок, лампові підсилювачі мають аж ніяк не низьким вихідним опором, а тому - дивіться розділ - в деякій мірі компенсують негативні елементи в акустичній системі і з'єднанні з підсилювачем. Що заважає таке ж реалізувати в «транзисторному» виконанні? ...

висновки

Знаєте, ця історія з розвитком схемотехніки дуже нагадує еволюцію радянського громадського транспорту. У «застійні» часи автобуси завдяки слабким моторам повільніше набирали швидкість, на дорогу в мене йшло 25-40 хвилин. У постперебудовний період парк автомобілів змінився, підвищилася потужність мотора і ефективність гальмівної системи. Як наслідок, на дорогу стало йти від півгодини до декількох годин, але мова не про те. Збільшення потужності двигуна призвело до того, що відчайдушно відчуваєш себе «дровами».

Розуміння того, що водії цього виду транспорту є професіоналами своєї справи, погано скрашують відчуття старт-стопного режиму в пробці. Швидкий розгін і малий час гальмування - відмінний спосіб рухатися в потоці, ось тільки про дровах забули? Більш потужна динаміка автобуса дозволяє швидше доставити до місця, але кому потрібна економія п'яти відсотків часу такою ціною?

З схемотехнікою підсилювачів схожа біда. Так, транзистори ефективніше і краще радіоламп. При конструюванні апаратури можна отримати наднизький рівень гармонік і інших характеристик підсилювача (вихідний опір, швидкість наростання вихідного сигналу, максимальна частота та інші), але з якими наслідками? Справа не в кількості компонентів, SOT-23 або інтегральні рішення займають мізерне місце, у порівнянні з однією єдиною радіолампах. Проблема криється в підході - в боротьбі за «красиві цифри» часто забувають про головне - якість звучання.

Досить показово ставлення різних фірм до схемотехнике підсилювачів - японські моделі мають кращими технічними характеристиками, ніж європейські розробки, але звучать гірше. Ця думка була висловлена \u200b\u200bавторитетним джерелом, але досить давно, тому посилання привести не можу. Втім, я з ним згоден, мої аргументи викладені в цій статті. Радіолампи - атавізм, якому пора йти. Просто треба використовувати нормальні схемні рішення, враховувати все нюанси і проблеми, а не гнатися за гарними цифрами. Чи згодні ви з цим чи ні, вибір за вами. Будь ласка, зробіть його осмислено.

6.3. Монтаж і дослідження апериодического підсилювача низької частоти на біполярному транзисторі

У підсилювачах на біполярних транзисторах використовується три схеми підключення транзистора: з загальною базою, із загальним емітером, із загальним колектором. Найбільшого поширення набула схема включення з загальним емітером.

Нагадаємо, що вхідні ланцюги чутливого підсилювача низької частоти обов'язково виконуються екранованим проводом.

Для дослідження роботи підсилювача за схемою малюнка 6.6 можна зібрати підсилювач, використовуючи наведену на малюнку 6.8 монтажну плату.

При монтажі підсилювача необхідно в обов'язковому порядку дотримуватись полярності підключення електролітичних конденсаторів. На монтажній схемі показана полярність підключення тільки одного електролітичного конденсатора. Полярність підключення двох інших конденсаторів визначається за принциповою схемою підсилювача. Так як на виході генератора синусоидальних коливань, який будуть використовуватися для перевірки виготовленого підсилювача, немає постійної складової напруги, то полярність конденсаторів при використанні транзисторів n-р-n типу повинна бути такою, як показано на малюнку 6.6, а для транзистора р-n-р типу - на малюнку 6.7.

Так як електролітичні конденсатори мають індуктивним опором, то в високоякісних підсилювачах низької частоти паралельно електролітичним конденсаторам ставлять керамічні конденсатори невеликої ємності.

Вимірювання чутливості і номінальною вихідний

потужності підсилювача низької частоти

Попередньо задають потрібне значення коефіцієнта гармонік на виході підсилювача. Регулятор гучності підсилювача встановлюють в положення максимальної гучності, а регулятори тембру в середнє положення. Включають в мережу всі вимірювальні прилади та подають напругу живлення на підсилювач. З звукового генератора через дільник напруги на резисторах R 1, R 2 на вхід підсилювача подають синусоїдальна напруга частотою 1000 Гц. Поступово збільшують синусоїдальна напруга на вході підсилювача і одночасно вимірюють коефіцієнт гармонік сигналу на виході підсилювача. Як тільки коефіцієнт гармонік досягне заданого значення, вимірюють напругу на виході підсилювача U Н.ВИХ і визначають напругу на вході підсилювача U Н.ВХ. Якщо відсутня чутливий електронний вольтметр, то напруга на вході підсилювача визначають після вимірювання електронним вольтметром 1 напруги U 1 на вході дільника напруги (на резисторах R 1 і R 2 - рис. 6.9 ).

(6.1)

При невеликій чутливості підсилювача можна обійтися без дільника напруги, так як заважають напруги, що виникають при підключенні до вхідного ланцюга підсилювача вимірювальних проводів, не зроблять істотного впливу на результати вимірювань.

Вхідна напруга U н.вх характеризує чутливість підсилювача при заданому коефіцієнті гармонік на виході підсилювача. Номінальну вихідну потужність на навантаженні R н визначають за формулою:

(6.2)

Коефіцієнт гармонік 5-8% можна приблизно визначити за допомогою осцилографа. При такому коефіцієнті гармонік помітно спотворення синусоїди на екрані осцилографа. Спотворення синусоїди виявити простіше, якщо скористатися Двопроменева осциллографом і сигнал на виході підсилювача порівнювати з сигналом на вході.

Таким чином, виміряти чутливість і визначити номінальну вихідну потужність підсилювача низької частоти при коефіцієнті гармонік сигналу на виході підсилювача 5-8% можна приблизно без вимірювача коефіцієнта гармонік. Максимальну вихідну потужність підсилювача визначають при коефіцієнті гармонік 10%.

Вимірювання вхідного опору підсилювача

Вхідний опір підсилювача низької частоти зазвичай вимірюють на частоті 1000 Гц. Якщо вхідний опір підсилювача R вх значно менше внутрішнього опору використовуваного вольтметра, то для визначення вхідного опору підсилювача послідовно з його входом включають резистор, опір якого приблизно дорівнює вхідному опору підсилювача. Два електронних вольтметра підключають так, як показано на малюнку 6.10 , Де R вх - вхідний опір підсилювача. Визначення вхідного опору підсилювача зводиться до вирішення наступного завдання: відомі напруги U 1 і U 2, що показуються вольтметрами V 1 і V 2, опір резистора R; потрібно визначити R вх. Так як внутрішній опір вольтметра V 2 значно більше вхідного опору підсилювача, то:

(6.3)

Якщо вхідний опір підсилювача виявиться порівнянним з внутрішнім опором вольтметра, то визначати R вх таким чином не можна.

У цьому випадку для визначення вхідного опору підсилювача збирають прилади за схемою малюнка 6.9 , Але тільки без вимірювача коефіцієнта гармонік. На вхід підсилювача подають синусоїдальна напруга частотою 1000 Гц, що не перевищує за величиною номінальна вхідна напруга. Вимірюють вхідний U вх1 і вихідний U вих1 напруги підсилювача і визначають коефіцієнт посилення напруги К \u003d U вих1 / U вх1. Потім послідовно зі входом підсилювача включають резистор R і, не змінюючи напруги на виході звукового генератора, вимірюють напругу на виході підсилювача U вих2. Напруга на виході підсилювача зменшилася, тому що при включенні резистора R послідовно зі входом підсилювача частина напруги з виходу генератора падає на резисторі R, а частина - на вхідному опорі R вх. На підставі законів послідовного з'єднання можна записати:

U вх1 \u003d U R + U R вх (6.4)

(6.5)

Висловимо U Rвх і U вх1 через напруги на виході підсилювача

(6.6) (6.7)

Підставивши (6.6) і (6.7) в (6.5) отримаємо:

(6.8)

З (6.8) отримаємо вираз для вхідного опору підсилювача:

(6.9)

Для підвищення точності визначення R вх необхідно, щоб опір резистора R було одного порядку з вхідним опором підсилювача R вх.

Вимірювання вихідного опору підсилювача

Вихідний опір підсилювача визначають із закону Ома для повного кола

(6.10)

де R н - опір навантаження, R вн - внутрішній (вихідний) опір джерела. З огляду на, що напруга на затискачах джерела U \u003d I× R н з (6.10) отримаємо

U \u003d E - I× R вн (6.11)

Відключимо R н, тоді струм I буде дуже маленьким, отже, напруга на затискачах джерела U дорівнюватиме електрорушійної силі e. Підключимо R н. Тоді падіння напруги всередині джерела (e - U Rн) буде ставитися до падіння напруги на навантаженні U Rн як внутрішній опір джерела відноситься до опору навантаження

(6.12) (6.13)

Для більш точного визначення внутрішнього (вихідного) опору підсилювача необхідно взяти опір R н одного порядку з внутрішнім.

Вихідний опір підсилювача вимірюють зазвичай на частоті 1000 Гц. Від звукового генератора на вхід підсилювача подають синусоїдальна напруга 1000 Гц таке,щоб при відключеному навантаженні коефіцієнт гармонік сигналуна виході підсилювача не перевищував заданого для даного підсилювача значення.

Для визначення вихідного опору R вих вимірюють вихідну напругу підсилювача двічі. При відключеному навантаженні вихідна напруга буде дорівнює ЕРС, а за підключеної - U Rн.

Вихідний опір підсилювача визначають за формулою

(6.14)

Побудова амплітудної характеристики

Важливу інформацію про якість підсилювача можна отримати з амплітудної характеристики. Для зняття амплітудної характеристики збирають прилади за схемою рис. 6.9 , Виключивши вимірювач гармонік. З звукового генератора на вхід підсилювача подають синусоїдальна напруга частотою 1000 Гц таке, щоб стало помітним відміну сигналу на виході підсилювача від синусоїдального. Отримане значення вхідної напруги збільшують приблизно в 1,5 рази і вимірюють вихідна напруга підсилювача електронним вольтметром. Отримані значення вхідного і вихідного напруги підсилювача дадуть одну з точок (крайню) амплітудної характеристики підсилювача. Потім, зменшуючи вхідна напруга, знімають залежність вихідної напруги від вхідного. З амплітудної характеристики підсилювача легко визначається коефіцієнт посилення по напрузі К \u003d U вих / U вх. Вхідний і вихідний напруги підсилювача для визначення коефіцієнта посилення необхідно вибирати на лінійній ділянці амплітудної характеристики. У цьому випадку коефіцієнт посилення підсилювача не буде залежати від вхідного напруги.

Вимірювання рівня власних шумів підсилювача

Д ля визначення рівня власних шумів підсилювача вимірюють вихідну напругу підсилювача, підключивши до входу підсилювача резистор, опір якого дорівнює вхідному опору підсилювача. Рівень власних шумів підсилювача висловлюють в децибелах - формула (5.6). Для зменшення впливу наведень від зовнішніх електромагнітних полів вхідні кола підсилювача ретельно екранують.

Визначення коефіцієнта корисної дії підсилювача

Коефіцієнт корисної дії підсилювача визначають при подачі на вхід синусоїдальної напруги частотою 1000 Гц відповідного номінальної вихідної потужності. Визначають номінальну вихідну потужність за формулою (6.2)

Потужність, споживану підсилювачем від джерел (джерела), визначають за формулою P 0 \u003d I× U , Де I - струм, споживаний від джерела, U - напруга на клемах підсилювача, призначених для підключення джерела живлення (схему підключення амперметра і вольтметра вибирають з урахуванням мінімальної похибки визначення споживаної підсилювачем потужності в залежності від наявних амперметра і вольтметра).

Визначення діапазону підсилюються частот

Для визначення діапазону підсилюються частот і коефіцієнта частотних спотворень будують частотну (амплітудно-частотну) характеристику.

З визначення амплітудно-частотної характеристики підсилювача слід, що для її побудови на вхід підсилювача можна подавати будь-яку напругу, відповідне лінійному ділянці амплітудної характеристики. Однак при занадто маленьких вхідних напругах можуть з'явитися похибки, обумовлені шумами і фоном змінного струму. При великих вхідних напругах можуть проявитися нелінійності елементів підсилювача. Тому амплітудно-частотну характеристику зазвичай знімають при вхідній напрузі, відповідному вихідної потужності, що дорівнює 0,1 від номінальної.

Прилади для зняття амплітудно-частотної характеристики збирають за схемою рис. 6.9 , Причому вимірювач гармонік і осцилограф можна не підключати.

Діапазон підсилюються частот визначається з амплітудно-частотної характеристики з урахуванням допустимих частотних спотворень. Амплітудно-частотна характеристика підсилювача - це залежність коефіцієнта посилення по напрузі від частоти. З рис. 5.5 видно, як визначити діапазон підсилюються підсилювачем частот (смуга пропускання) при зменшенні коефіцієнта посилення на граничних частотах до 0,7 від максимального, що відповідає коефіцієнту частотних спотворень 3 дБ.

Вхідний і вихідний опір є дуже важливим в електроніці.

Гаразд, почнемо здалеку ... Як ви знаєте, всі електронні пристрої складаються з блоків. Їх ще часто називають каскади, модулі, вузли і тд. У нашій статті будемо використовувати поняття "блок". Наприклад, джерело живлення, зібраний по цій схемі:

складається з двох блоків. Я їх помітив в червоному і зеленому прямокутниках.

У червоному блоці ми отримуємо постійна напруга, а в зеленому блоці ми його стабілізуємо. Тобто блокова схема буде такою:

Блокова схема - це умовний розподіл. У цьому прикладі ми могли б навіть взяти трансформатор, як окремий блок, який знижує змінну напругу одного номіналу до іншого. Як нам зручніше, так і ділимо на блоки нашу електронну дрібничку. Метод "від простого до складного" повністю працює в нашому світі. На нижчому рівні знаходяться радіоелементи, на вищому - готовий пристрій, наприклад, телевізор.

Гаразд, щось відволіклися. Як ви зрозуміли, будь-який пристрій складається з блоків, які виконують певну функцію.

- Ага! Так що ж виходить? Я можу просто тупо взяти готові блоки і винайти будь-який електронний пристрій, який мені прийде в голову?

Так! Саме на це націлена зараз сучасна електроніка ;-) Мікроконтролери і конструктори, типу Arduino, додають ще більше гнучкості в творчі починання молодих винахідників.

На словах все виходить чудово, але завжди є підводні камені, які слід вивчити, щоб почати проектувати електронні пристрої. Деякі з цих камінчиків називаються вхідним і вихідним опором .

Думаю, всі пам'ятають, що таке опір і що таке. Резистор хоч і володіє опором, але це активний опір. Котушка індуктивності і конденсатор будуть вже мати, так званим, реактивним опором. Але що таке ? Це вже щось новеньке. Якщо прислухатися до цих фраз, то вхідний опір - це опір якогось входу, а вихідний - опір будь-якого виходу. Ну да, все майже так і є. І де ж нам знайти в схемі ці вхідні і вихідні опору ? А ось "ховаються" вони в самих блоках радіоелектронних пристроїв.

вхідний опір

Отже, маємо якийсь блок. Як прийнято в усьому світі, зліва - це вхід блоку, праворуч - вихід.

Як і годиться, цей блок використовується в якомусь радіоелектронному пристрої і виконує якусь функцію. Значить, на його вхід буде подаватися якесь вхідна напруга U вхвід іншого блоку або від джерела живлення, а на його виході з'явиться напруга U вих(Або не з'явиться, якщо блок є кінцевим).

Але якщо вже ми подаємо напругу на вхід (вхідна напруга U вх), Отже, у нас цей блок буде їсти якусь силу струму I вх.

Тепер найцікавіше ... Від чого залежить I вх? Взагалі, від чого залежить сила струму в ланцюзі? Згадуємо закон Ома для ділянки кола:

Значить, сила струму у нас залежить від напруги і від опору. Припустимо, що напруга у нас не змінюється, отже, сила струму в ланцюзі буде залежати від ... ОПОРУ. Але де нам його знайти? А ховається воно в самому каскаді і називається вхідним опором .

Тобто, розібравши такий блок, усередині нього ми можемо знайти цей резистор? Звичайно ж ні). Він є свого роду опором радіоелементів, з'єднаних за схемою цього блоку. Скажімо так, сукупне опір.

Як виміряти вхідний опір

Як ми знаємо, на кожен блок подається будь-якої сигнал від попереднього блоку або це може бути навіть харчування від мережі або батареї. Що нам залишається зробити?

1) Виміряти напругу U вх, що подається на цей блок

2) Виміряти силу струму I вх, яку споживає наш блок

3) Згідно із законом Ома знайти вхідний опір R вх.

Якщо у вас вхідний опір виходить дуже велика, щоб заміряти його якомога точніше, використовують ось таку схему.

Ми з вами знаємо, що якщо вхідний опір у нас велике, то вхідні сила струму в ланцюзі у нас буде дуже маленька (з закону Ома).

Падіння напруги на резисторі R позначимо, як U R

З усього цього отримуємо ...

Коли ми проводимо ці вимірювання, майте на увазі, що напруга на виході генератора не повинно змінюватися!

Отже, давайте порахуємо, який же резистор нам необхідно підібрати, щоб якомога точніше заміряти це вхідний опір. Припустимо, що у нас вхідна опір R вх \u003d 1 Мега, А резистор взяли R \u003d 1 кіло. Нехай генератор видає постійну напругу U \u003d 10 Вольт. В результаті, у нас виходить ланцюг з двома опорами. Правило подільника напруги говорить: сума падінь напруг на всіх опорах в ланцюзі дорівнює ЕРС генератора.

В результаті виходить ланцюг:

Вираховуємо силу струму в ланцюзі в Амперах

Виходить, що падіння напруги на опорі R в Вольтах буде:

Грубо кажучи 0,01 Вольт. Навряд чи ви зможете точно заміряти таке маленьке напруга на своєму китайському.

Який звідси висновок? Для більш точного вимірювання високого вхідного опору треба брати додатковий опір також дуже великого номіналу. В цьому випадку працює правило шунта: на великий опір падає більша напруга, і навпаки, на меншому опорі падає меншу напругу.

Вимірювання вхідного опору на практиці

Ну все, запарка пройшла ;-). Давайте тепер на практиці спробуємо заміряти вхідний опір будь-якого пристрою. Мій погляд відразу впав на Транзистор-метр. Отже, виставляємо на блоці живлення робоча напруга цього транзистор-метра, тобто 9 Вольт, і у включеному стані заміряємо споживану силу струму. Як заміряти силу струму в ланцюзі, читаємо в цій статті. За схемою все це буде виглядати ось так:

А на ділі ось так:

Отже, у нас вийшло 22,5 міліампер.

Тепер, знаючи значення споживаного струму, можна знайти за цією формулою вхідний опір:

отримуємо:

вихідний опір

Яскравий приклад вихідного опору - це закон Ома для повного кола, в якому є так зване "внутрішнє опір". Кому лінь читати про цей закон, коротко розглянемо його тут.

Що ми мали? У нас був автомобільний акумулятор, за допомогою якого ми підпалювали галогенну лампочку. Перед тим, як чіпляти лампочку, ми заміряли напругу на клемах акумулятора:

І як тільки під'єднували лампочку, у нас напруга на акумуляторі ставало менше.

Різниця напруги, тобто 0,3 Вольта (12,09-11,79) у нас падало на так званому внутрішньому опорі r ;-) Воно ж і є ВИХІДНА ОПІР. Його також називають ще опором джерела або еквівалентним опором .

У всіх акумуляторів є це внутрішній опір r, І "чіпляється" воно послідовно з джерелом ЕРС ( Е).

Але чи тільки акумулятори та різні батарейки мають вихідним опором? Не тільки. Вихідним опором володіють всі джерела живлення. Це може бути блок живлення, генератор частоти, або взагалі який-небудь підсилювач.

У теоремі Тевеніна (коротше, розумний мужик такий був) говорилося, що будь-яку ланцюг, яка має дві клеми і містить в собі туеву купу різних джерел ЕРС і резисторів різного номіналу можна привести тупо до джерела ЕРС з якимось значенням напруги ( E еквівалентну) І з якимось внутрішнім опором ( R еквівалентну).

E екв- еквівалентний джерело ЕРС

R екв- еквівалентний опір

Тобто виходить, якщо який-небудь джерело напруги живить навантаження, значить, в джерелі напруги є ЕРС і еквівалентний опір, воно ж.

У режимі холостого ходу (тобто, коли до вихідних клем НЕ підчеплю навантаження) за допомогою мультиметра ми можемо заміряти ЕРС ( E ). З виміром ЕРС начебто зрозуміло, але от як заміряти R вих?

В принципі, можна влаштувати коротке замикання. Тобто замкнути вихідні клеми товстим мідним дротом, по якому у нас буде текти струм короткого замикання I кз.

В результаті у нас виходить замкнута ланцюг з одним резистором. Із закону Ома отримуємо, що

Але є невелика заковика. Теоретично - формула вірна. Але на практиці я б не рекомендував використовувати цей спосіб. В цьому випадку сила струму досягає шаленого значення, та взагалі, вся схема веде себе неадекватно.

Вимірювання вихідного опору на практиці

Є інший, більш безпечний спосіб. Не буду повторюватися, просто скопіюють з статті закон Ома для повного кола, де ми знаходили внутрішній опір акумулятора. В тій статті, ми до акуму чіпляли галогенну лампочку, яка була навантаженням R. В результаті по ланцюгу йшов електричний струм. На лампочці і на внутрішньому опорі у нас падало напруга, сума яких дорівнювала ЕРС.

Отже, для початку заміряємо напруга на акумуляторі без лампочки.

Так як у нас в цьому випадку ланцюг розімкнути (немає зовнішнього навантаження), отже сила струму в ланцюзі I дорівнює нулю. Значить, і падіння напруга на внутрішньому резисторі U r теж буде дорівнювати нулю. У підсумку, у нас залишається тільки джерело ЕРС, у якого ми і заміряємо напруга. У нашому випадку E \u003d 12,09 Вольт.

Як тільки ми під'єднали навантаження, то у нас одразу ж впало напруга на внутрішньому резистори і на навантаженні, в даному випадку на лампочці:

Зараз на навантаженні (на галогенці) у нас впало напруга U R \u003d 11,79 Вольт, отже, на внутрішньому резистори падіння напруги склало U r \u003d E-U R \u003d 12,09-11,79 \u003d 0,3 Вольта. Сила струму в ланцюзі дорівнює I \u003d 4,35 Ампер. Як я вже сказав, ЕРС у нас дорівнює E \u003d 12,09 Вольт. Отже, із закону Ома для повного кола вираховуємо, чому у нас буде дорівнювати внутрішній опір r:

висновок

Вхідний і вихідний опір каскадів (блоків) в електроніці грають дуже важливу роль. В цьому ми переконаємося, коли почнемо розглядати радіоелектронних схем. Всі якісні вольтметри і осцилографи також намагаються робити з дуже високим вхідним опором, щоб воно менше позначалося на заміряти сигнал і не гасив його амплітуду.

З вихідним опором все набагато цікавіше. Коли ми підключаємо низкоомную навантаження, то чим більше внутрішній опір, тим більша напруга падає на внутрішньому опорі. Тобто в навантаження буде віддаватися меншу напругу, так як різниця осяде на внутрішньому резистори. Тому, якісні джерела живлення, типу блоку живлення або генератора частоти, намагаються робити якомога з меншим вихідним опором, щоб напруга на виході »не просідала" при підключенні низкоомной навантаження. Навіть якщо сильно просяде, то ми можемо вручну підкоригувати за допомогою регулювання вихідної напруги, які є в кожному нормальному джерелі живлення. У деяких джерелах це робиться автоматично.